Повна версія

Головна arrow Техніка arrow АКУСТООПТИЧНІ ПРОЦЕСОРИ. АЛГОРИТМИ І ПОХИБКИ ВИМІРЮВАНЬ

  • Увеличить шрифт
  • Уменьшить шрифт


<<   ЗМІСТ   >>

AO-ВИМІРЮВАЧ ПОСЛІДОВНОГО ТИПУ

У цьому пристрої здійснюється одночасна (паралельна) запис світлового сигналу на весь фотоприймач і почергове (поелементне або послідовне) зчитування інформації з фотоприймача.

Один з варіантів послідовного зчитування може бути реалізований при використанні в якості фотоприймача N- елементної лінійки ПЗС. Пристрій з такою лінійкою 1 (рис. 1.3) працює циклічно, і цикл (з періодом Тц) включає в себе час запису Тз (поновлення) інформації на фотопріемнікс і час се зчитування Тсч-

Під час запису N фотодіодів фотоприймача (елементи лінійки ПЗС) реєструють і запам'ятовують в аналоговій формі рівні сигналів, пропорційні інтенсивності падаючого на фотоприймач розподілу (1.1). Збережена сукупність з N аналогових сигналів являє собою дискретну (по частоті) апроксимацію РІСС. Під час зчитування після успішної реєстрації аналогові сигнали по черзі, з періодом Тт = 1 / fr, (fr - тактова частота зчитування), формуються і з'являються на виході лінійки ПЗС. Далі вони посилюються, оцифровуються і порівнюються з фіксованим цифровим порогом, що обирається зазвичай близьким до рівня чутливості пристрою. При перевищенні сигналом порога формується сигнал рівня лог. "1"; в іншому випадку - лог. "О".

N логічних сигналів після порогової обробки розглядаються як двійковий N-розрядний цифровий код, що складається з "1" і

"О". Моменти перевищення цифровими сигналами порога і відповідні цим моментам порядкові номери (ml і m2) логічних "1" в цифровому коді реєструються і використовуються для обчислення коду осі симетрії і відповідної цим кодом частоти за формулами (1.5) і (1.6).

Мал. 1.3

Налаштування АОІПС, пов'язані з вибором коду км, що входить в (1.6), здійснюють, так само як і в АОІПС паралельного типу, по вищевикладеної методикою. Оцінка похибки вимірювання частоти, пов'язана з дискретністю сітки частот, і алгоритм вимірювання рівня сигналу також аналогічні вищеописаним.

Для реалізації алгоритму розглянутий АОІПС з послідовним зніманням інформації (рис. 1.3) включає в себе генератор циклічних (з періодом Тц) і тактових (з періодом Ту) імпульсів, підсилювач 2, АЦП 3, схему порівняння з порогом і схему формування кодів частоти. Генератори циклічних і тактовихімпульсів, схема порівняння і схема формування кодів реалізовані в контролері 4 (який часто будується на базі програмованої логіки).

Відзначимо, що в цьому АОІПС періоди Тц і Ту повинні бути пов'язані між собою співвідношенням Тц = Т3 + N Ty. Оскільки на практиці Ту «N-Ty, то справедливо наближене рівність Тц = N-Ty, з якого випливає, що коди частоти на виході цього вимірювача будуть формуватися з мінімальною часовою затримкою, рівною Тц. Для зменшення часу зчитування і тимчасової затримки зменшують період зчитування Ту, для чого працюють на гранично можливих тактових частотах fp.

Очевидно, що за масогабаритні характеристикам і характеристикам енергоспоживання АОІПС послідовного типу вигідно відрізняється від АОІПС паралельного твань.

В іншому варіанті побудови АОІПС послідовного типу (рис. 1.4), в спектральної площині замість фотоприймача розташовують другий Егуд (АОД2) 9.

Мал. 1.4

Він опромінюється не прямим пучком від лазера, а світловим сигналом (РІСС), що представляє собою Фур'є-ірсобразованіс сигналу, що знаходиться в апертурі першого Егуд (Егуд 1) 3. Тут, так само як і на рис. 1.1: 1 - лазер, 2 - коліматор, 4 - об'єктив. Світловий сигнал, опромінює АОД2 при виконанні (1.3) буде мати практично не- мінливу, заздалегідь відому форму (наприклад, форму гауссоіди). При цьому просторове положення його апертури на бічній грані АОД2, буде визначатися значенням середньої частоти фрагмента сигналу f "знаходиться в момент часу t в апертурі АОД1. Зауважимо, що зі зміною частоти f, змінюються і просторове положення апертури світлового сигналу, і тіньовий апертурний час (часовий інтервал між моментом подачі сигналу на електричний вхід АОД2 і моментом входу акустичного сигналу в апертуру). Зі сказаного випливає, що вимірювання тіньового апертурного часу рівносильні визначення просторового положення апертури світлового сигналу на бічній грані АОД2 і, отже, виміряним значенням тіньового апертурного часу можна поставити у відповідність шукані значення середньої частоти f ,.

Пристрій (рис. 1.4), що реалізує вимірювання тіньового апертурного часу і відповідної йому миттєвої частоти включає в себе АОПФ (див. Рис. 1.1), в якому замість фотоприймача, встановлені: АОД2 9, ще один інтегруючий об'єктив 10 і дискретний фотоприймач 11 (наприклад , фотоелектронний помножувач або pin- фотодіод) в фокальній площині об'єктива. Додатково в схему введені: ВЧ дільник 5, детектор 6, формувач 7.

На практиці, в інтересах вимірювання частоти, можна визначатимуть не тіньовий апертурний час, а часовий інтервал Тві між моментом подачі сигналу на електричний вхід АОД2 і моментом досягнення акустичним сигналом середини апертури.

З цією метою на електричний вхід АОД2 подають від генератора 8 зчитує радіоімпульс. Його несучу частоту fp вибирають фіксованою, а форму обвідної і просторову тривалість - збігається з формою і розмірами апертури світлового сигналу, що опромінює АОД2. Таке узгодження параметрів радіоімпульсу і апертури дозволяє максимізувати відношення сигнал-шум (ЗСШ) на виході фотоприймача 11 і оптимізувати, завдяки цьому, вимір інтервалу Тві-

При вході пристрою, що зчитує радиоимпульса в апертуру і просуванні його по ній виконуються умови дифракції в АОД2 і виконується Фурьс-прсобразованіе розподілу, сформованого в його сигнальної площині. При цьому на виході фотоприймача, встановленого в точці, що відповідає частоті fp, формується відгук.

Вимірювання миттєвої частоти в цьому пристрої зводиться, як уже зазначалося, до вимірювання тимчасового інтервалу Тві вимірником 12. Закінчення інтервалу Тві ототожнюють з моментом досягнення відгуком на виході фотоприймача максимального значення. Виміряним інтервалу Тві ставлять у відповідність частоту. Дискретність і точність вимірювання частоти описаним пристроєм визначаються дискретністю і точністю вимірювання тимчасових інтервалів.

Очевидно, що смузі аналізованих частот AF, які можна виміряти за допомогою АОІПС, можна поставити у відповідність діапазон просторових положень апертури світлового сигналу і діапазон ДТ відповідних просторовим положенням тимчасових інтервалів Тві- Діапазон вимірюваних інтервалів ДТ змінюється в межах Тbumin <ДТ <Твімах- Відзначимо, що Твім - аналог часу зчитування Тсч-

Визначимо кількість частот W, вимірюваних АОІПС з смугою аналізу ДБ і кроком сітки частот ДТ Воно складе

Оскільки між AF і ДТ, а також між інтервалами Тві і частотами сигналу існує взаємно-однозначна відповідність, то це означає, що для отримання W дискретних значень частоти тимчасові інтервали Тві необхідно розрізняти з кроком (з дискретністю) Дtin за часом

З (1.10) випливає, що для збільшення кроку Atm ( а це бажано, для спрощення технічного рішення і поліпшення метрологічних характеристик АОІПС) слід збільшувати (при W = const) діапазон ДТ. У свою чергу, для збільшення ДТ слід вибирати кристал для АОД2 з матеріалу з малою швидкістю поширення акустичних коливань і одночасно збільшувати діапазон зміни просторових положень апертури світлового сигналу на бічній грані АОД2 в смузі частот AF.

Ефективне значення похибка вимірювання частоти (похибка квантування) цим АОІПС складе o f г 0,289Д1 '= 0,289At (де At - дискретність вимірювання тимчасових інтервалів). Звідси випливає, що для зменшення про г слід прагнути до зменшення At. Але можливості вимірювання тимчасових інтервалів з дискретністю At обмежені швидкодією використовуваної елементної бази.

Так, наприклад, для ДТ = 5 мкс і W = 500 отримаємо за формулою (1.10) Дйн = 10 нс. Якщо виходити з того, що на крок Atm має припадати 2-5 відліків тимчасових інтервалів, то необхідна величина At в цьому випадку складе 2-5 нс.

При аналізі імпульсів, тривалість яких менше апертурного часу Т 0 в АОД1, вимір частоти вийде неоптимальним через розширення РІСС в площині АОД2.

Апертурний час Т 0 в АОД1 бажано вибирати рівним АТ. В цьому випадку можна забезпечити беспропусковий (по кожному імпульсу) режим аналізу сигналів. Але такий вибір апертурного часу автоматично накладає обмеження, відповідно до (1.3), на максимальну швидкість перебудови частоти ЧМ-сигналів, які можуть бути проаналізовані цим пристроєм.

Зіставлення розглянутих варіантів побудови АОІПС послідовного типу показує, що в АОІПС з використанням двох Егуд можна, мабуть, отримати менший час огляду смуги аналізу, ніж в АОІПС з використанням лінійки ПЗС.

Більш детально з детальними конструктивними особливостями (в тому числі і цифрової частини) АОП обох типів (послідовного і паралельного) можна ознайомитися в [5-7].

АПАРАТНА ФУНКЦІЯ АТ-ВИМІРЮВАЧА

Якщо знехтувати загасання, пов'язаними з поширенням сигналу по матеріалу кристала Егуд, то проходження сигналу U (t) через кристал можна охарактеризувати твором S (t) = U (t) h (t), де h (t) - функція тимчасового вікна (апертурная функція): для випадку рівномірного засвічення апертури Егуд h (t) = 1 при t е (t, t + Tо); h (t) = 0 при t (t, t + T 0 ).

Спектральне подання функції S (t) при проходженні через Егуд гармонійного сигналу U (t) = cos (27lf 0 t) називають [8] апаратної функцією (АФ)

Для довільного виду функції h (t) АФ визначається загальним виразом

У будь-якому випадку, замість справжнього сигналу U (t) спектральному аналізу піддається функція S (t), в зв'язку з чим спектр сигналу буде спотворений апаратної функцією t | (f). Рівень спотворень залежить від співвідношення тривалостей аналізованих сигналів, форми і протяжності тимчасового вікна Т 0 і збільшується зі зменшенням розмірів вікна.

 
<<   ЗМІСТ   >>